\documentclass[10pt,a4paper]{article}

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\title{MP22 -- Amplification de signaux}
\renewcommand{\deg}{\si{\degree}}


\renewcommand{\vec}[1]{\overrightarrow{#1}}
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\newcommand{\dv}[2]{\frac{\text{d}#1}{\text{d}#2}}
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\newcommand{\R}{\mathcal{R}}

\date{\today}

\begin{document}

\titre{Aurélien Goerlinger}{Yohann Faure}{}{}


\subsection*{Commentaires du jury}
\begin{itemize}
    \item \textbf{2017: }L'amplificateur opérationnel (AO) permet l'étude de systèmes d'amplification dans le contexte de l'instrumentation,
dont l'étude peut être envisagée dans ce montage. Ce dernier comporte néanmoins de nombreux
circuits internes de compensation, résultant en des limitations techniques qu'il faut connaître ; ainsi si l'étude
de circuits à AO pour l'amplification de signaux peut être abordée dans ce montage, d'autres circuits simples à
bases de transistor(s) peuvent être également envisagés. D'autre part, de nombreux aspects des amplificateurs
sont éludés, comme la distorsion, les impédances caractéristiques et le rendement.
\item \textbf{2009: }Les notions d'impédance (d'entrée et de sortie) et de rendement sont trop souvent éludées.
\item \textbf{2008: }La limite de linéarité de l'amplificateur opérationnel n'a pas pour seule origine la saturation en tension.
\end{itemize}

\subsection*{Bibliographie}
\begin{tabular}{@{\livre}p{0.48\linewidth} @{\ $\longrightarrow$ \ }p{0.48\linewidth}}
\textit{Répertoire mondial des transistors}, \textbf{Lilian, Touret}  &  Valeurs de transistors\\ 
\textit{Principes d'électroniques}, \textbf{Malvino}  &  Bases théoriques pour le transistor\\
\textit{Expériences d'électroniques}, \textbf{Duffait}  &  manips et théorie\\
\end{tabular}

\noindent

\subsection*{Expériences}
\begin{itemize}[label=\Coffeecup]
	\item 
\end{itemize}

\tableofcontents

\newpage

\section*{Introduction}

Dans la chaîne de l'information, les signaux issus des capteurs sont souvent limités en amplitude de tension et en puissance. L'utilisation de ces signaux, pour un asservissement ou un haut-parleur par exemple nécessite en général de les amplifier en amplitude de tension et en puissance. 

\experience{Micro directement sur haut-parleur}{}{Une poignée de secondes}{
\textbf{Matériel :}
\begin{itemize}
    \item microphone P74.37
    \item adaptateur du micro P 74.38
    \item haut-parleur
    \item diapason P71.10
    \item marteau de diapason P71.33
    \item oscilloscope P36.7 (facultatif)
\end{itemize}
Connecter le micro au haut-parleur. Mettre le micro dans la caisse du diapason. Donner un coup sur le diapason. constater qu'aucun son ne sort du haut-parleur.

Eventuellement, brancher le micro à l'oscillo seulement. Constater que la sortie du micro ne donne que quelques mV quand on tape sur le diapason. On peut également brancher l'oscillo au micro une fois celui-ci connecté au haut-parleur. Constater que le signal relevé reste un bruit constant quand on tape sur le diapason.
}

\begin{center}
    \includegraphics[width=.6\textwidth]{fig/principe_ampli.png}
\end{center}
Un amplificateur est un quadripôle transformant un signal d'entrée $(V_e,I_e)$ en un signal de sortie $(V_s,I_s)$.
"On prélève l'énergie d'une source continue pour la fournir à notre signal" (\livre Intro Duffait p116). 

Un amplificateur a plusieurs caractéristiques intéressantes à déterminer : impédance d'entrée, de sortie, gain en tension. Les grandeurs à déterminer sont alors les amplifications en tension, en courant (complexes donc module et phase dépendent de la fréquence) et en puissance ; impédance de sortie et d'entrée ; rendement énergétique $\eta = \frac{\mathcal{P}_\text{sortie}}{\mathcal{P}_\text{alim}+\mathcal{P}_\text{entrée}}\simeq \frac{\mathcal{P}_\text{sortie}}{\mathcal{P}_\text{alim}}$

\newpage

\section{Transistor bipolaire}
La brique de base de l'amplification, c'est le transistor. En effet un transistor est un amplificateur de courant, basé sur le principe suivant.

\subsection{Rappel du principe}

Il s'agit d'un semi-conducteur à trois régions dopées différemment. Ici nous parlerons de transistor NPN (dopés successivement N, P puis N), mais il existe aussi des PNP. Pour décrire ces derniers, il suffit de remplacer des électrous par des trons dans la descriptions des NPN.

\begin{figure}[H]
    \centering
    \includegraphics[width=.4\textwidth]{fig/intro.png}
    \caption{Schématisation d'un transistor}
    \label{fig:transistor}
\end{figure}

La zone du bas est l'émetteur (fortement dopé en électrons), celle du haut le collecteur (moyennement dopé en électron, très large), et celle du milieu est la base (faiblement dopée en trous, très fine).

D'un point de vue qualitatif, la base se comporte comme une valve : la tension $V_{BE}$ commande, en augmentant, l'augmentation de l'intensité $I_{CE}$. C'est en ce sens que l'on parle d'amplificateur, car une tension même faible entre B et E contrôle une grande variation de courant entre C et E.

\subsection{Tracé des caractéristiques}

\begin{figure}[H]
    \centering
    \includegraphics[width=.45\textwidth]{fig/transistorcarac.png}
    \includegraphics[width=.45\textwidth]{fig/transistorcarac1.png}
    \caption{Caractéristiques schématiques du transistor, et caractéristiques que l'on veut obtenir.}
    \label{fig:carac}
\end{figure}

\newpage

\prepa{Montage pour le tracé}{}{}{
\textbf{Matériel :} transistor 2N2222, $R_b=100$k$\Omega$ (ou 50), $R_c=100\Omega$ (ou 620), GBF, Alimentation continue, Latis-pro.

\begin{center}
    \includegraphics[width=.6\textwidth]{fig/ontage1.png}
\end{center}

Le transistor 2N2222 a pour caractéristiques :

$V_{cb,max} = 60$V

$V_{ce,max} = 30$V

$V_{eb,max} = 6$V

$i_{c,max} = 0.8$A

T(jonction)$_{max}$ = 175$\deg$C

$P_{tot}$ = 500mWF (F : convection naturelle à l'air ambiant à 25$\deg$C)

On prend donc $R_c$ tel que la tension $i_c$ soit inférieure à $i_{c,max}$. Pour une tension $E_c$ de quelques volts max, 100$\Omega$ est suffisant ($i_{c,sat}=\frac{E_c}{R_c}$).

On prend $R_b$ élevé pour diminuer au possible le courant $i_b=\frac{V_b-V_{b,e}}{R_b}$
}

\textbf{Relations entre les grandeurs :}
\begin{itemize}
    \item $I_E=I_B+I_C$
    \item $U_{CE}=E_C+R_CI_C$
    \item $U_{BE}=E_B-R_BI_B$
    \item $I_B\ll I_C$
\end{itemize}

\subsubsection{$V_{BE}=f(I_B)$}

\experience{$V_{BE}(I_B)$}{}{}{
On met $E_C=2$V, $E_B$=0-3V à 1Hz.

Relever $V_{BE}$ et $E_B$

Calculer $I_B=\frac{E_B-V_{BE}}{R_B}$

Tracer $V_{BE}=f(I_B)$.
}

\begin{center}
    \includegraphics[width=.55\textwidth]{fig/vbe.png}
\end{center}

On observe que $I_B$ reste quasi-nul tandis que $V_{BE}$ augmente très rapidement jusqu'à $\sim$0.500V, puis que $V_{BE}$ sature
à 0.6V alors que $I_B$ augmente. En fait, pour $V_{BE}$<0.6V, les électrons de l'émetteur ne peuvent traverser la jonction ni rejoindre la base, et encore moins le collecteur. Le transistor est alors bloqué. Le transistor se comporte en $V_{BE}$ comme une diode.

\subsubsection{$I_C=f(V_{CE})$}

\experience{$I_C=f(V_{CE})$}{}{}{
\textbf{Méthode pour tracer toutes les caractéristiques à différents ib :}
\begin{itemize}
    \item Mettre $E_B$ une sortie de la carte Latis-Pro. Mettre $E_C$ une sortie de Latis-Pro.
    \item Écrire "\texttt{Eb=1+INT(100*rampe(0,10))}" et "\texttt{Ec=10*(100*rampe(0,10)-INT(100*rampe(0,10)))}". \textbf{Attention}, pour que cela fonctionne, il faut que la variable Temps soit déjà existante. Pour cela, faire une acquisition dans le vide avant de relever les points.
    \item Relever avec Latis-Pro la tension Vbe et la tension $V_{CE}$.
\end{itemize}

Déterminer $I_B=\frac{E_C-V_{CE}}{R_C}$. Tracer $V_{BE}=f(I_B)$.
}

\begin{center}
    \includegraphics[width=.55\textwidth]{fig/Ic.png}
\end{center}


On observe deux zones. Les plateaux correspondent à la zone active parfois appelée région linéaire. Les électrons de l'émetteur vont dans la base et dans le collecteur. Comme le collecteur récupère la majorité des électrons injectés dans la base, un changement de $V_{CE}$ ne fait pas varier $I_C$. Par contre, $I_C$ varie avec $I_B$.

A gauche, on a la zone saturée. Le collecteur n'arrive pas à collecter les électrons injectés dans la base (il sature). Dans ce cas, $I_B$ et plus grand et le gain est plus petit.
Si on arrivait à $V_{CE}$ suffisamment grand , on atteindrait la zone de claquage. On va éviter de détruire le matériel,
hein.

\newpage
\subsubsection{$I_C=f(I_B)$}

\experience{$I_C=f(I_B)$}{}{}{
\textbf{On attend} $I_C=\beta I_B$ avec $\beta$ le gain, environ 160-200. Ainsi $I_E=(\beta+1)I_B$.

À partir des courbes précédentes on a directement ce que l'on veut : on repère les maximas et on fait une régression dans régressi, avec le pas de latis comme incertitude.
}

\begin{center}
    \includegraphics[width=.45\textwidth]{fig/beta.png}
    \includegraphics[width=.45\textwidth]{fig/regressi.png}
\end{center}


On obtient $\beta$ = 164 $\pm$ 1. Les incertitudes ont probablement été sous-estimées ici. Ce n'est pas très gênant, ce qui compte, c'est l'ordre de grandeur de $\beta$. Cela peut être plus gênant pour justifier certains calculs par la suite par contre (notamment le gain théorique de la partie II).

On observe d'ailleurs une jolie saturation sur le gain pour les grandes valeurs de $I_b$, cohérent avec les valeurs physiquement atteignables : $I_{C,max}=\frac{V_C}{R_C}\sim1V/100\Omega\sim10mA$

\subsection{Influence de la température sur $\beta$ (facultatif)}

\experience{Influence de la température}{}{}{
Etude de l'influence de la température sur $\beta$. On pose le doigt sur le transistor ou on utilise un sèche-cheveux. On relève la tension $V_{CE}$ (ou relever directement la tension aux bornes de $R_c$). On constate que celle-ci diminue. Ce qui signifie que la tension aux bornes de $R_c$ augmente, donc que $I_c$ augmente, donc que $\beta$ augmente.
}

Ceci est logique car quand on chauffe, les électrons bougent plus facilement, et donc passent mieux.

Ce montage du transistor présente donc l'inconvénient de proposer une amplification dépendante aux variations de conditions extérieures. Or, quand on veut de l'amplification, on veut que le signal soit stable quelque soient ces variations de conditions. Surtout que le transistor peut chauffer en opérant et donc de lui-même modifier son gain. De plus, on a pour l'instant seulement amplifié en intensité. 

Ce montage présente également le souci de n'amplifier que les signaux ayant une tension d'entrée supérieure à 0.6V. Ce problème sera réglé dans la partie III.

\subsection{Amplification réelle ? (À tester)}

\experience{Faire du son avec un transistor}{}{}{
Remplacer la résistance $R_C$ par un haut parleur, et mettre $E_B$ à environ 1V, et ajouter en parallèle de $E_B$ un micro. Ça amplifie ? On m'entend ?
}

\section{Montage à émetteur commun}
\livre Duffait

\textcolor{red}{\important{Attention : on utilise des condensateurs électrochimiques, donc \textbf{le sens de branchement est important} : la borne + doit être du côté des tensions continues les plus élevées (ici du côté du transistor).}}


\subsection{Polarisation du transistor}
Commençons par polariser le transistor, \text{i.e.} chercher un point de fonctionnement convenable pour la suite. Ici, on veut un point de fonctionnement fixe. On a un amplificateur dit de classe A : le point de fonctionnement (Duffait p68), donné par l'intersection entre la droite de charge et la caractéristique du transistor, doit se situe loin du blocage du transistor (qui est à $I_C = 0$) et loin de la saturation (qui est à $I_C = \frac{E}{R_C}$) pour amplifier le signal sans le déformer. On veut également limiter l'effet de la température.


On a vu précédemment que :
\begin{itemize}
    \item le transistor était bloqué si $V_{BE}< 0.6$ V (tension de seuil), et on a $I_B$ et $I_C$ quasi-nuls
    \item le transistor est saturé (plateau) lorsque $V_{CE}>0.25$ V, et $I_B$ vérifie $I_c=\beta I_b = I_{c,max}$
    \item on est dans la zone de saturation pour $V_{CE}<0.25$ V
\end{itemize}
On cherche à atteindre un point de fonctionnement de la zone active (\textit{i.e.} telle que $V_{BE}>0.6$ V et $V_{CE}>0.25$ V), tout en ayant $V_{CE}<V_{CE,max}$ pour ne pas détruire le transistor.

On réalise donc le montage de polarisation suivant :
\begin{center}
    \includegraphics[width=.4\textwidth]{fig/montage_polarisation.png}
\end{center}
On peut donc écrire :
\begin{itemize}
    \item $V_B=\frac{R_2}{R_1+R_2}E$
    \item $V_E=V_B-V_{BE}$
    \item $V_C=E-I_CR_C$
    \item $V_{CE}=V_C-V_E$
    \item $I_E=\frac{V_E}{R_E}$
    \item $I_C\simeq I_E$
\end{itemize}

\noindent Le choix des résistances n'est donc pas anodin :
\begin{itemize}
    \item choix de $R_1$ et $R_2$ : pour éviter un fonctionnement dans la zone bloquée de la jonction B-E, et avoir $V_{BE}=0.6$V, il faut avoir $V_B=\frac{R_1}{R_1+R_2}E > 1V$ (avec $E=\SI{10}{\volt}$. 
    
    On choisit $V_B=\frac{R_1}{R_1+R_2}E \simeq 1.6V$, donc $R_1 = \SI{1.56}{\kilo \ohm}$ et $R_2=\SI{8.2}{\kilo \ohm}$.
    
    \item choix de $R_E$ : le transistor ne doit pas être bloqué donc $V_{BE}=V_B-V_E=0.6V$ et $V_E=R_EI_E$ donc $I_E \simeq I_C$ imposé par la valeur de $R_E$, $I_E=\frac{V_B-0.6}{R_E}$.
    
    On choisit donc une résistance petite pour avoir un grand courant : $R_E=\SI{200}{\ohm}$.
    
    \item choix de $R_C$ : on impose la valeur de $V_{CE}=E-(R_C+R_E)I_C \simeq \SI{250}{\milli \volt}$ .
    
    On prend donc $R_C=\SI{820}{\ohm}$.
\end{itemize}


Notons que la résistance $R_E$ s'oppose aux variations de $I_B$ : si $V_B$ augmente, $I_B$ augmente donc $I_C$ augmente, donc $I_E$ augmente, donc $V_E$ augmente, donc $V_{BE}$ diminue, donc $I_B$ diminue.

Les petites valeurs de $R_C$ et $R_E$ permettent d'avoir un grande intensité $I_C$ possible (à hauteur de $\frac{E}{R_C+R_E}$ et donc d'éviter la saturation.
Attention cependant à ne pas avoir $R_C$ trop petit pour ne pas atteindre $I_{c,max}$ et détruire le transistor. On doit également choisir $R_C$ et $R_E$ de tel sorte à avoir $V_{CE}>0.25$ V (plage de fonctionnement) par la loi des mailles.


\prepa{Polarisation du transistor}{Duffait p70, Malvino}{}{
\textbf{Matériel :} transistor 2N2222, alimentation continue de 10 V, résistances $R_1=2$ k$\Omega$, $R_2=8.2$ k$\Omega$, $R_E=200$ $\Omega$ et $R_C=820$ $\Omega$, un multimètre

\vspace{0.2cm}
Alimenter le transistor avec une $E=10$ V.
Mesurer avec le voltmètre en DC $V_{CE}$ ainsi que la tension $V_{R_C}$ aux bornes de $R_C$. En déduire $I_C=\frac{V_{R_C}}{R_C}$. Vérifier que l'on est bien sur la droite de charge tracée en préparation.

On peut également mesurer $h_{11}$ qui la pente de la tangente à la courbe $V_{BE}=f(I_B)$, ainsi que $h_{22}$ qui est la pente de la tangente à la courbe $I_C=f(V_{CE})$, pour notre point de fonctionnement.}

Il faut bien être au milieu de la droite de charge pour être sur un plateau de la caractéristique $I_C=V_{CE}$ et éviter que le signal soit distordue de façon asymétrique. En effet, on va travailler avec des petites variations autour de ce point de fonctionnement, si on est trop haut dans la droite de charge, on atteint le régime de saturation du transistor ($V_{CE}<0.25$ V), et si on est trop bas on atteint le régime bloqué. Le point de polarisation est imposé par les valeurs de \textbf{résistance} et non pas par le \textbf{gain}. \textbf{Les variations de gain, et donc les variations de température n'influeront donc pas (ou peu) sur la sortie du circuit.}

\manip{Avec un sèche-cheveu, montrer que la valeur de $V_{R_C}$ ne varie pas en chauffant le transistor.}

En ayant ainsi fixé la polarisation, on a fixé le point de fonctionnement. On va alors travailler sur de faibles variations autour de ce point.


\subsection{Montage résistance d'émetteur découplé et pont de base}
On va alors travailler sur de faibles variations autour du point de fonctionnement car on veut amplifier un signal de faible tension. La polarisation nous permet de travailler dans la zone active du transistor. Sans cela, la tension en B serait tellement faible que le transistor resterait bloqué. En travaillant avec des petits signaux, on va travailler autour du point de fonctionnement fixé par la polarisation, sachant qu'une petite variation autour de $V_{BE}$ entraînera une variation importante de $V_{CE}$.


\vspace{0.2cm}
On réalise le montage avec $e$ le signal faible à amplifier :
\begin{center}
    \includegraphics[width=.6\textwidth]{fig/emetteur_couple_pont_de_base.png}
\end{center}
Les condensateurs jouent un rôle important. En effet, on ne veut amplifier que les faibles signaux du signal de départ et non pas la tension continue en B qui polarise le transistor. Il faut donc éliminer cette tension continue.


Le condensateur $C_B$ bloque la composante continue du signal et se comporte comme un court-circuit pour la
composante alternative. La composante alternative de $e$ entraînera une variation de la tension $V_B$ et donc une variation de $I_B$. Le courant
entrant dans la base aura donc une composante continue par la polarisation et une composante alternative par le petit signal $e$.

Cette composante alternative de $I_B$ sera amplifiée et fournira une composante alternative de $I_C$ importante qui entraînera une tension aux bornes de $R_C$ importante. On aura alors une tension de sortie $V_s$ avec une composante alternative importante.

On déduit alors que $V_s$ diminuera d'autant plus que $e$ augmente ($e$ augmente, donc $I_B$ augmente, donc $I_C$ augmente, donc $V_{R_C}$ augmente, donc $V_s=E-V_{R_C}$ diminue). On aura une opposition de phase de la sortie par rapport à l'entrée. La composante continue de $V_s$ causée par la polarisation du transistor sera elle éliminée par le condensateur $C_C$. \textbf{On a donc un montage qui fait un gain en tension !}

\vspace{0.2cm}
Le condensateur $C_E$ sert lui à découpler l'émetteur. Pour la composante continue, il sert de coupe-circuit et ne touche pas à la polarisation, avec notamment $R_E$ qui s'oppose aux variations de la composante continue de $I_B$. Par contre, pour la composante alternative, il fait court-circuit : il crée donc une \textbf{masse alternative}, c'est-à-dire qu'il met le point E à la masse pour la composante alternative. Le point E est donc fixe et n'agit pas en tant que contre-réaction des variations de $I_B$.

\vspace{0.2cm}
Il faut que les impédances des condensateurs aux fréquences des petits signaux soient telles que leurs réactances capacitives $R = \frac{1}{jC\omega}$ soient beaucoup plus petites que les résistances auxquelles ils sont liés. D'où les valeurs élevées des condensateurs (un facteur 10 est en général pris).


\subsubsection{Gain}
\experience{Étude du gain}{Duffait p121}{}{
\textbf{Matériel :} même matos que pour la polarisation du transistor, condensateurs $C_B=C_C=10$ $\mu$F et $C_E=1$ mF, GBF, oscilloscope

\vspace{0.2cm}
Mettre comme source de tension $e$ un sinus fourni par le GBF d'amplitude 20 mV. L'amplitude doit être faible pour ne pas saturer la sortie. On veut mesurer le gain en tension du montage, qui \textit{a posteriori} dépend de la fréquence de $e$.

Mesurer à l'oscilloscope $V_E$ et $V_s$ en fonction de la fréquence $f$ du signal $e$. On ne le fait pas au multimètre car $V_E$ ne serait pas mesurable au multimètre à hautes fréquences. On devrait avoir $V_E$ et $V_s$ en opposition de phase.

Tracer le gain $G=20\log\left(\frac{V_s}{V_E}\right)$ en fonction de $f$. On est censé avoir un passe-bande. Lire alors les fréquences de coupure à -3 dB et mesurer le gain maximal.

La valeur théorique du gain maximal est $\frac{R_c\beta}{h_{11}}$.
}

\subsubsection{Distorsion}
On constate une distorsion du signal de sortie.

\experience{Mise en évidence de la distorsion}{Duffait p123}{}{
Fournir avec le GBF une tension sinusoïdale $V_E$ d'amplitude 10 mV, avec une fréquence dans la bande passante du montage (par exemple 10 kHz).

Augmenter l'amplitude de $V_E$ pour observer une distorsion de $V_s$. On peut mieux voir cette distorsion en faisant la FFT de $V_s$ en voyant apparaître des harmoniques quand l'amplitude de $V_E$ augmente.
}

Cette distorsion est compréhensible. En effet, la pente $h_{11}$ de la courbe $V_{BE}=f(I_b)$, varie fortement selon avec $V_{be}$. Or le gain en tension dépend de $h_{11}$. Les variations de $V_{BE}$ causées par celles petits signaux font donc varier le gain en tension du montage. D'où une déformation des signaux.

On observe que la sinusoïde du signal de sortie est plus pointue en bas qu'en haut. C'est normal : si $V_{BE}$ augmente, $h_{11}$ diminue, donc le gain augmente donc la sortie, qui est inversée, a des valeurs négatives plus importantes (raisonner sur le graphe avec les caractéristiques du transistor).


\subsubsection{Rendement}

\experience{Calcul du rendement}{Duffait}{}{
Mesurer le courant $I_A$ à la sortie de l'alimentation $E$. La puissance d'alimentation vaut alors $\mathcal{P}_\text{alim}=EI_A$.

En sortie, se mettre à puissance maximal en visualisant la tension aux bornes de la charge. Augmenter $V_E$ jusqu'à atteindre la limite de l'écrêtage de la sortie. Mesurer $V_s$ et $I_s$, et en déduire $\mathcal{P}_s$.

Calculer le rendement $\eta=\frac{\mathcal{P}_s}{\mathcal{P}_\text{alim}}$.}

En toute rigueur, il faudrait aussi prendre en compte dans les puissances fournies celle du petit signal que l'on cherche à amplifier, mais celle-ci est négligeable devant celle fournie par l'alimentation.

Ce rendement est faible. C'est normal pour un amplificateur de classe A. En effet, le transistor opère toujours dans la zone active. Or, pour que cela soit possible, des résistances ont été introduites et, en dehors de celle de charge,dissipent inutilement de l'énergie. Il y a donc de grandes pertes d'énergies inhérentes à ce montage.


\subsubsection{Impédances d'entrée et de sortie}
Un bon amplificateur a la plus grande impédance d'entrée possible, afin que la tension à son entrée corresponde à celle du générateur de signal. En effet, un générateur non idéal possède une résistance interne. Par diviseur de tension, on a 
$$V_\text{entrée}=V_\text{générateur}\frac{Z_\text{entrée}}{Z_\text{entrée}+R_\text{interne}}$$

De même, un bon amplificateur a une impédance de sortie correspondant à celle de la charge, pour que l'on ait un maximum de puissance fournie. Les charges ont en général des petites résistances (quelques $\Omega$ pour un haut-parleur par exemple), donc on veut une impédance de sortie faible.

\experience{Mesure des impédances d'entrée et de sortie}{Duffait p124}{}{
\textbf{Matériel :} matos pour étudier le gain + boîte à décades de résistance

\vspace{0.2cm}
On mesure les impédances par la méthode de la tension moitié :
\begin{itemize}
    \item Impédance d'entrée : mettre la boîte à décade de résistance $R$ entre le GBF et $C_B$. Mesurer la tension $V_B$ au point B quand $R$ est court-circuitée. Faire varier $R$ jusqu'à obtenir une tension $V_b$ divisée par 2. La valeur obtenue est l'impédance d'entrée $Z_e$.
    \item Impédance de sortie : mesurer la tension $V_s$ à la sortie à vide du montage. Mettre la boîte à décade de résistance $R$ entre la masse et $C_C$. Faire varier $R$ jusqu'à obtenir une tension $V_s$ divisée par 2. La valeur obtenue est l'impédance de sortie $Z_s$.
\end{itemize}

Les valeurs attendues sont :
$$Z_e=\frac{1}{\frac{1}{R_1}+\frac{1}{R_2}+\frac{1}{h_{11}}}-R_\text{GBF} = 390 \ \Omega \qquad \text{et} 
\qquad Z_s = \frac{R_C}{1+R_C h_{22}} \simeq R_C = 820 \ \Omega$$
}

La valeur élevée de l'impédance d'entrée est une bonne chose. Cette valeur élevée de l'impédance de sortie, causée par les résistances incluses dans le montage pour polariser le transistor, empêche une bonne transmission de puissance.
De plus, on a ici amplifié en tension, mais pas en intensité. Or, si on veut amplifier en puissance, on veut les deux.

\manip{Brancher le micro en entrée du montage et le haut-parleur en sortie. Constater qu'aucun son ne sort de l'ampli.}

\section{Montage push-pull}

\begin{center}
    \includegraphics[width=.5\textwidth]{fig/PushPull.png}
\end{center}

On a vu que le transistor ne peut amplifier que les tensions qu dépassent un certian seuil, de 0.6V. Or les signaux que l'on traite peuvent être négatifs. On va donc utiliser un montage push-pull constitué d'un transistor NPN et d'un PNP connectés têtes-bêches.

Quand -0.6V<Vs<0.6V, les deux transistors sont bloqués. Le courant de sortie est donc nul.

Quand Vs>0.6V, le PNP est bloqué et le NPN est en zone active. On a alors amplification des signaux positifs.

Quand Vs<-0.6V, le PNP est en zone active et le NP est bloqué. On a alors amplification des signaux négatifs.

Étudions maintenant l'impédance de sortie de ce montage ainsi que son rendement. On va également observer que
le signal est distordu.

Pour le montage, on a choisi d'utiliser les plaquettes toutes prêtes (plaquette push-pull P41.18). En effet, réaliser manuellement ce push-pull, une fois intégré dans la chaîne totale d'amplification, c'est-à-dire avec des entrées de quelques volts, faisait que les transistors chauffaient trop. On peut effectivement voir que les transistors de la plaquette sont collées sur une architecture maximisant le refroidissement.

\includegraphics[width=\textwidth]{fig/pdfresizer.com-pdf-crop.pdf}

\textbf{Ajouter une ampoule en Rch}.

\experience{Observation de la distortion}{}{}{
\textbf{Matériel :} plaquette, GBF, Oscillo, rhéostat

Brancher le rhéostat en tant que charge de sortie. Avec le GBF, fournir pour Ve une tension sinusoïdale de 3 volts de basse fréquence (10Hz par exemple).

Observer Vs et Ve à l'oscilloscope. Constater le palier au niveau du zéro pour Vs. Ceci est causé par le régime bloqué des deux transistors entre -0.6V et 0.6V
}

\experience{Impédence de sortie}{}{}{
On réutilise la méthode de la tension moitié.
Fournir en entrée une tension constante. Mesurer la tension de la sortie en coupe circuit. Faire varier le rhéostat
jusqu'à obteir une tension de sortie deux fois moindre. Relever la valeur de la résistance.
}

Cette valeur est très faible, on pourra donc faire une bonne transmission de puissance.

\experience{Calcul de rendement}{}{}{
Calculer la puissance d'alimentation en mesurant Ia et Ea. Négliger la puissance d'entrée car on a un très petit
courant d'entrée Ib. Calculer la puissance de sortie en mesurant la tension aux bornes du rhéostat de charge et
l'intensité parcourant ce dernier.
}

Ce push-pull est un amplificateur de classe C. C'est-à-dire que les transistors ne fonctionnent que sur une demi-
période : le courant collecteur n'existe que sur une moitié de cycle (voire un peu moins ici à cause des blocages à 0.6V).
Ces amplificateurs ont un bon rendement, de maximum 0.75

On peut alors évaluer le gain en tension qui est de l'ordre de 1 MAIS on a aussi un gain en intensité et on voit que lorsque l'impédance de la charge augmente, on a une amplification nette de puissance ! (et pas de tension a priori).
C'est cet effet d'adaptation d'impédance dont nous avons parlé en introduction qui fait de ce montage Push-Pull,
un bon candidat pour amplifier un signal correctement. On pourrait également améliorer ce montage en essayant de
réduire la distorsion à l'aide de diode pour que le signal de sortie ne subisse pas de déformations fortes liées à la
variation d'amplitude du signal d'entrée.

\section{Amplification finale}

Brancher le micro + montage émetteur commun + push-pull + haut-parleur. Constater qu'un son est produit.

\section{Amplificateur Opérationnel ?}
Une possibilité parmi d'autres.

\section*{Conclusion}

L'amplification n'est qu'un maillon de la chaîne de l'information. En effet on remarque que l'on a amplifié le signal ET le bruit, et une étape prochaine serait le filtrage de ce dernier.

Remarque, en industrie on utilise pas des montages merdiques comme celui-là, on fait soit de l'ao

\end{document}

